用户对体积更小、价格更低、功耗更小的手机需求促使业界关注射频接收机的发展，设计人员不得不重新考虑接收机的结构、元器件、各部分的集成以及怎样才能降低成本。本文介绍在设计GSM射频接收机时应该如何看待直接转换型接收机结构的优点和缺陷，并提出了相应的解决方案。

超外差式接收机将一个可调谐的本地振荡器(LO)与输入信号混频，将接收的RF信号转换到中频(图1)。在混频器输出处使用一个中心频率固定的窄带滤波器，然后再进行放大和解调。通常，在LNA前后都要使用RF滤波器，以便让所需频带中所需信道的信号通过。通常RF滤波器是以增大其尺寸和成本为代价来获得所需的带宽和保证其抑制镜像信号干扰的能力，而滤波器的带宽和抗干扰能力又决定了系统可以达到的IF频率。

超外差式结构的优势在于滤波和放大通常发生在某个固定的频率，而不需要可调谐的高Q值带通滤波器，也不必进行稳定的宽带放大。在某些系统中，为了把放大和选择性分布到多个中频上以获得更多的信道，还要使用多中频。

尽管超外差式结构是一种很好的接收机结构，但其中仍然必须使用IF滤波器。而接收机中每个元件的成本和尺寸对整个设备影响很大，所以如果能够去掉IF滤波器(该滤波器通常为体积笨重而且价格昂贵的声表面波器件)，对设备生产商而言就非常具有吸引力。随着多模手机的发展，超外差式接收机需要对每种模式中的每个通道带宽都用一个单独的IF SAW滤波器来进行处理，这就增大了元件的尺寸、元件数量，因而也相应增大了接收机的成本。

通常超外差式接收机都将中频选得很高，因为这样可以在RF阶段进行预滤波时就将带外镜像信号滤除，有时可以在混频级就滤除镜像信号。有一种特殊的混频器叫做镜像抑制混频器，在混频器处理的末级加入相位抵消信号，以此消除镜像信号(图2)。除了采用这种混频器以外，还可以通过适当规划频率，使镜像信号恰好落在有用信号的相邻信道中，这样就可以消除镜像信号。多年来，镜像信号消除技术已广为人知，并且已经在不计其数的接收机设计中得到应用。通过利用这种技术，我们就可以将接收机的中频选得很低。

低中频的好处在于可降低功耗，并使滤波器元件更容易集成到芯片上，从而减少了元件总数。如果在放大级再采用交流耦合，那么还可以消除所有与直流偏移有关的问题。

但这种接近零中频的接收机设计方案有一个缺点，那就是它所采用的多相滤波器与直接转换型接收机中相应的低通滤波器相比，需要更多元件。另外，镜像信号能否很好地滤除取决于本振(LO)的正交精确度(正交相移网络和多相滤波器的匹配程度)，而本振的正交精确度会随处理过程和温度条件的不同而产生变化。

在模拟和数字混合的实现方案中，镜像抑制功能在实现时被分为模拟相移和数字相移两部分，而且A/D转换在IF处完成。这种处理方式与基带转换方式相比，功耗更大，对采样时钟的控制也要求得更严格，因为时钟抖动会使IF信号的A/D转换过程发生退化。

直接转换型接收机

直接转换型接收机(也称作零中频接收机或零差接收机)是一种特殊的超外差接收机。在这种接收机中，LO与有用RF信道的频率相同，也就是说，该接收机的IF频率为零，或者说该接收机的IF信号从直流开始，这样放大和滤波就能在直流处实现，而在直流处只需较低的功耗就可以获得与在较高中频处相同的增益，同时还可以用片上的电阻电容实现滤波，而无需外加一个既昂贵又庞大的SAW滤波器。

此外，将滤波器放在基带还可以在不增大电路板面积的条件下实现多频带滤波，因为这时滤波是在片内完成的，所以说直接转换方式在今后的多模接收机设计中非常关键。在理想情况下，直接转换式接收机似乎完美无缺(见表1)，但实际上，设计师要想从直接转换式接收机设计方案中受益，就必须对设计进行周密的考虑，一步一步克服他们所面临的困难。

大多数接收机设计师都知道三阶失真，这种失真通过三阶截矩点(IP3)进行量化。三阶失真是由于两个相邻信号互相干扰产生的，干扰的频率为M*f1±N*f2，其中M与N之和为3。例如，一个接收机被调谐到其所需信道f0上，在f0附近有两个输入信号，频率分别为f1=f0+△和f2=f0 + 2△。那么RF级产生的非线性会造成以下四个频率处的三阶失真：

2f1 + f2 = 2f0 + 2△ + f0 + △= 3f0 + 3△，该失真与接收机的有用信道的间隔是f0，因而较易通过滤波滤除，其次：

2f2 + f1 = 2f0 + 4△ + f0+ △ = 3f0 + 5△，该失真距f0也比较远。再次：

2f2 - f1 = 2f0 + 4△ - f0 - △ = f0 + 3△，该失真可以通过一个窄带滤波器滤除。最后：

2f1 - f2 = 2f0 + 2△ - f0 - 2△ = f0，该失真与接收机有用信道频率相同。

交调乘积与接收机结构无关，无法通过滤波消除，只能通过在LNA和混频器级实现足够的线性度来将其降至最小。

直接转换型接收机的问题

直接转换型接收机也存在几个问题，如由LO-RF泄漏导致的自检、直流偏移和AM检波。在实际情况下，有些直接转换问题也会影响低IF超外差接收机。

第一个问题是由LO-RF泄漏导致的自检，这种情况之所以会产生，是因为直接转换接收机中的本振与目标信号完全同频。这样，任何LO信号的泄漏到达RF输入端或接收天线之后，都会以直流偏移的形式通过整个信号链路。直接转换接收机中最基本的操作就是将输入频率为f_C+△的信号与频率为f_LO的本振信号混频，其中△为调制带宽，产生两个频率分别为f_MIXOUT = (f_C + △ - f_LO) 和(f_C + △ + f_LO)的输出：

其中第二项结果的频率为载波频率的两倍，很容易滤除。而第一项则更有趣一些，因为将f_LO= f_C代入f_MIXOUT = (f_C + △ - f_LO )可以得到：

f_MIXOUT= f_LO+△ - f_LO= △

也就是说，混频之后，调制被转化为从直流到调制带宽这个频带内完成，这时放大、滤波和A/D转换都很容易实现。但当某些信道内的LO泄漏(频率为f_C)被送至混频器的RF端时，会产生直流偏移问题，结果如下：

f_LO- f_LO= 0(或直流)

为了减少这种因素造成的影响，在设计中常采用屏蔽技术以及一些其它布线技术。此外还有一种方法就是在芯片内将LO信号频率由信道外变到信道内，以此减少泄漏路径。对于单频带应用，可以使LO工作于要抑制频率的半频处(或者倍频处)，而对于多频带应用，则可以采用一个再生分频器来简化设计。

在将LO-RF泄漏带来的直流偏移降低之后，第二个问题就凸现出来了，那就是基带放大级固有的直流偏移以及这种直流偏移随温度的漂移。这时，最好的解决办法就是在设计放大部分时倍加小心，要保证该部分电路能提供足够的增益，同时也要保证这个增益不能过大。因为如果基带部分增益过大，那么尽管造成的偏移可以立刻被纠正，但这种偏移可能会继续漂移，于是就必须进行额外的温度补偿。

有三种方法可以处理接收机中的偏移。

1. 连续反馈法，既能通过硬件实现也能通过软件实现。目的是使混频器输出处的直流误差为零。要达到这个目的，通常要求基带处理器和软件之间能紧密配合，但这样不同厂商生产的RF IC和基带控制器及软件就很难配套。

2． “跟踪－保持”法。首先在有效脉冲到来之前对直流偏移进行估算(这时系统处于跟踪模式)，然后当有效脉冲到来时，将直流偏移值存储起来(这时系统处于保持模式)。这整个过程通常可以完全集成到射频芯片中去，在芯片上由本地产生所有必要的定时信号，使整个过程对用户透明。该方法实现时要处理多时隙数据(如GPRS中的多时隙数据)，还要确保在跟踪模式中得到十分准确的直流偏移估计值。在多时隙数据中，每个时隙的基带增益都可能有所不同，因此系统没有足够的时间进行重新校准。这种方案既能在数字域实现也能在模拟域实现。

3． 开环法。此时射频芯片已经大大降低了直流偏移，并且对所使用的A/D转换器性能要求较低(这种A/D转换器的可用动态范围通常为60到65dB)，不但如此，这些芯片对软件也没有任何特殊要求。

直接转换接收机中的第三个问题是AM检波。AM检波指当一个AM输入信号足够大时，混频器会检出其调制包络，并将该包络复制，作为混频输出。引发AM检波的原因有几个，其中包括RF与LO的耦合和二阶失真。其中，二阶失真可以由二阶截距点(即IP2)来表示和量化。在蜂窝移动系统中，AM检波会影响接收系统的实际性能。

作者：Jon Strange

Kent设计中心主任

模拟器件公司

Email: jon.strange@analog.com

Doug Grant

业务发展总监

RF与无线系统事业部

模拟器件公司

Email: doug.grant@analog.com

*博客内容为网友个人发布，仅代表博主个人观点，如有侵权请联系工作人员删除。