本文介绍了基于0.18μm CMOS工艺的802.11a无线局域网1GHz频段正交下变频电路的设计方法。该设计采用源级退化和电流注入的方法对传统的吉尔伯特混频单元进行改进，实现了高性能下变频器。模拟结果表明，下变频器的1dB压缩点为－6.6Bm，三阶截点(IIP3)为3.64dBm，50Ω负载输出增益为2.8dB，噪声系数为23dB。

随着手提电脑等便携式设备应用的日益增长，传统的有线局域网络已经不能满足人们对移动通信的要求，无线局域网(WLAN)以其移动性、灵活的组网方式和高速率的数据传输等特性，使我们原来必须在网络物理连接的前提下才可能使用网络的限制被打破。无线局域网正在成为人们无线接入互联网的主要方式，其低成本、高效率和易于部署等特点使它在近年得到了迅速增长。

无线局域网市场的增长促进了射频集成电路工艺技术的发展。CMOS工艺以其诸多优点正逐步成为射频集成电路设计的首选工艺，采用CMOS工艺设计运用于无线局域网络的单片集成收发机电路有着广阔的市场前景。本文介绍的1GHz频段正交下变频电路正是无线局域网接收电路中的关键电路之一。整个设计在台积电(TSMC)的0.18μm CMOS工艺的基础上进行，目前已经完成了电路的仿真。

接收机的系统结构

一般应用于无线局域网的收发机结构主要有二次变频结构、零中频结构、低中频结构和高中频结构四种。每种结构的收发机有其各自的优缺点，本文设计的下变频器应用于二次变频结构的接收机中，接收机的系统框图如图1所示。在接收机中，信号经过天线接收后通过选频网络，再经过低噪声放大器(LNA)放大，滤波后直接提供给第一级本振信号为4GHz的混频器，将频率为5GHz的接收信号下变频到1GHz。之后，信号分别通过两个输入本振同为1GHz但相位差为90o的正交下变频器解调，变为零中频信号，再通过低通滤波器滤波和自动增益控制放大器放大，最终信号提供给基带芯片完成基带部分的处理。

下变频器的设计特点分析

本文介绍的下变频器是系统中把1GHz信号转化为两个零中频信号的电路，它由两个结构相同的混频器构成，见图1虚框部分。从系统分析可知，由于混频器处在接收机的后端，因此需要很高的线性度，这是整个下变频器设计的重点。由于整个接收机要求很高的信噪比，所以我们希望下变频器的噪声系数尽量小。再者，由于后级电路的噪声系数和前级的增益有关，因此需要下变频器提供一定的增益来减小后续电路噪声对系统噪声的影响。在设计接收机系统时，还需要考虑下变频器和前级电路的阻抗匹配。因此，设计一个理想的下变频器具有很大的挑战，它需要对增益、线性度、噪声系数、供电电压、功耗等各个因数进行综合考虑才能得到一个最优化的结果。

根据电路设计及实现工艺的要求，我们可以应用的混频器结构有很多，如单平衡开关混频器、亚采样混频器、双平衡线性区混频器、双栅有源混频器等，每种电路结构都有其自身的特点。目前，在射频接收机中运用最多的还是吉尔伯特混频器结构单元，它具有很好的端口隔离度和较低的噪声系数，且能提供较大的混频增益。吉尔伯特结构混频器的基本结构如图2所示。本振信号从M1、M2、M3和M4的栅极输入，MOS管工作在开关状态。射频信号从M5和M6的栅极输入，MOS管工作在饱和区，将射频电压信号转化为电流信号，零中频信号从负载电阻的两端转化成电压信号差分输出。

优化的混频器结构

由接收机的系统结构可知，当射频信号经低噪声放大器再经一次变频增益后，输出的信号已经有较大的功率，再输入到下变频器，为了保证信号的不失真并使整机有较高的信噪比，就要使下变频器有很高的线性度，同时又要确保下变频器具有一定的增益。此时，传统的吉尔伯特混频器结构已经不能满足要求，为此我们需要采用优化的吉尔伯特混频器。

a. 源级退化

为了提高混频器的线性度，简单的方法是增大混频器的工作电源电压或增大工作电流。然而，当前的芯片设计特别是应用于便携式设备的芯片设计都是朝着低电压、低功耗的方向发展，简单依靠增大工作电压和工作电流的设计方法没有多大的实际意义。因而上述的两种方法在设计中都不宜采用，而现在最常用和最有效提高线性度的方法是采用源级退化(Source Degeneration)。如图3中标号为1所示，通过在M5和M6的源级增加阻抗Zs来达到增加线性度的目的。

在设计时一般会建议采用电感来形成阻抗Zs构成源级退化，因为理想的电感不存在热噪声，因而不会增加混频器的噪声系数，而且电感没有直流压降，这就增加了混频器的净空电压以及线性度。但采用电感也有它的不足之处：首先，电感的阻抗Zs和工作的频率有关，这种结构的电路只能应用在窄带范围内；其次，电感在片上集成占用的面积较大，会增加很大的制造成本，且电感模型也不够精确，仿真值和实际值误差较大，造成制造后的成品率不能保证。因此，在本次设计中采用了电阻来形成源级退化的电路结构。

b. 电流注入

在传统的吉尔伯特混频器中，为了提高混频器的增益和线性度，在M5和M6处我们需要有较大的直流，但是这会使直流在负载电阻和开关管上的压降增大，造成直流工作点的偏移，不能保证混频器的正常工作。为了解决这个矛盾，我们在吉尔伯特混频器的开关管中间额外加入两个电流源，形成两个注入电流。如上图3标号②所示。

采用电流注入有诸多优点：第一，采用电流注入可以在电源电压不变的情况下，有效地提高混频器的线性度；第二，可以减小由于MOS管开关工作不理想所带来的闪烁噪声，从而减小混频器的噪声系数，同时可以减小开关管的尺寸，使本振负载减小；第三，由于增加了电流注入，使流过负载电阻的直流减小，在保持电路直流工作点不变的情况下，增大负载电阻，从而增大混频器的增益。而且由于负载电阻的增大，我们可以方便地在负载电阻端并联一个较小的电容，实现片上的RC低通滤波电路。

下变频器结构

下变频器的总体电路结构如图4所示。主要包括输入阻抗匹配、混频器单元和后级输出缓冲三个部分。

a. 输入阻抗匹配

对于射频电路，输入与输出的信号电平和阻抗是重要的设计参数，不同模块之间的阻抗匹配是一个重要的技术指标。如图4所示，射频信号和本振信号的直流电平分别通过R1和R2、R3和R4分压得到，输入信号通过和50Ω匹配电阻相接，对于差分的输入信号，O点相当于虚地，这样就实现了50Ω的阻抗匹配。

b. 混频器单元

通过上面的分析，我们给出了改进后的吉尔伯特混频器的具体电路结构，见图4。我们通过一个PMOS管和一个电阻实现注入电流，通过PMOS的源级接电阻来增大电流源的内阻，使得并联电流源内阻对负载电阻的影响减小。可以通过调节电阻值和偏置电压的大小来改变注入电流的大小。需要指出的是，注入电流值不宜过大也不能太小，过大或过小都会造成系统中本振VCO的相位噪声变差。

由于混频器工作的电流较大，因此可以考虑两个相同的电流源并联来提供工作电流，此时的退化电阻可以接在两个电流源之间。采用这种结构，工作直流在退化电阻中没有压降，这样就提高了混频器的净空电压，相应的线性度也提高。但是由于采用了两个电流源，我们在下变频器版图的布局过程中需要特别注意，因为布局稍有不合理就会造成管子的不匹配，使得下变频器的噪声系数增大。

c. 输出缓冲

在实际测试中，下变频器的输出接50Ω负载，因此需要通过输出缓冲来增大其驱动能力。输出缓冲采用差分放大器的结构，与下变频器单元的输出直接耦合。在设计时考虑放大器增益的同时也需要考虑它的线性度。

模拟结果

本次设计采用了Cadence公司的Spectre模拟仿真工具对电路进行仿真。

应用Spectre里的周期性稳态分析pss(Periodic Steady State)工具和pnoise噪声分析工具进行模拟。根据802.11a协议及接收机系统结构的要求，我们对下变频器在125M(本振频率在1036M－1161M间变化)的带宽内进行了模拟仿真。从下变频器增益、1dB压缩点和三阶截点随频率变化的曲线可以看出，下变频器的各项性能随频率的变化很小，1dB压缩点为－6.6Bm，三阶截点(IIP3)为3.64dBm。50Ω负载输出增益为2.8dB，噪声系数为23dB。芯片采用1.8V标准电源供电，单个下混频器的功耗约为40mW。表1是对下变频器性能指标的总结。

作者：张超、李智群、冯军

Email: alanchang@163.com

东南大学射频与光电集成电路研究所

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