一个数据采集系统的复杂程度可能不亚于与中心计算机连接的分布式传感器网络，也可能简单到仅是一个在仪表上显示测量数据的传感器。对于每种系统，都须评估和权衡其成本/效益。单从成本角度考虑，可能会倾向于简单的解决方案，但仍须考虑其它一些因素。

系统要求

对于基本系统(图1)，其要求是按照性能和成本的比较逐一确定的。系统必须是16位以上，能处理2.5V的差分输入，而且在没有单5VDC电源的情况下也能工作，成本必须控制在10美元以内。性能和成本的要求往往是矛盾的，但只要稍微发挥一点创造力就可满足其要求，甚至做得更好：即在不增加最终材料成本的基础上把决策功能集成进传感器电路中。通过对测量值和预定范围内的值进行比较，并标识出超出范围的状态，就可以增加这项复杂的功能。

图1：这个DA系统在模拟前端与一个传感器接口。输出可能是一个简单的状态指示， 或
者是串行数据。电源可由AC电源转换而得到，还可实施电源频率监控以改善系统性能。

这类数据采集(DA)系统的基本构建模块是模拟转换和处理功能。该系统的最简单形式包括：一个ADC处理传感器输入转换，一个微控制器处理数据。现今的ADC和微控制器性能比以前已有极大的改进。这些改进使得上述系统的集成得以实现，但也付出了代价，因为在提高性能的同时也增加了集成这两种功能的复杂程度。只有开发出真正集成的单芯片系统方案，这一问题才能解决。本文所阐述的就是一个低成本、高性能的DA系统，它能充分利用每个器件的特性。

灵活的器件特性

系统的核心是一个ADC，即Burr-Brown的24位Δ-Σ转换器ADS1212，以及Microchip Technology的微控制器PIC16C54C。

Δ-Σ ADC可提供很多传感器应用所需的高分辨率和良好线性度。有效分辨率可以直接从转换器的输出数据测出，以位数的均方根值表示。如果噪声为白电平，须从有效值中减去2.7位以便转换成峰-峰值或无波动位值。

为达到最佳分辨率，器件应该以最高器件频率和最低数据输出率工作。器件频率和加速模式速率(turbo mode rate)控制着调制器采样频率(加速模式可设定调制器频率）。抽样(decimation)率可控制数据输出率。如果转换器工作在2.5MHz，加速模式为16，数据输出率为100Hz，则有效分辨率约为22有效位，转换成无波动位值约为19.3位。如果器件频率降到1MHz，加速模式为16，数据输出率为100Hz，则分辨率下降到21有效位，无波动位值约为18.3位。事实上，在低频率下工作会更好一些，这样可以降低系统功耗和开关噪声。

具有了这种灵活性，就可以确定能满足系统要求的器件频率。同时，为了提高或降低有效分辨率，还可以通过软件在数据输出率和加速模式速率间进行折衷。另外，ADS1212可进行内部自校准以消除元件引入的误差，从而提高了有效分辨率。利用系统校准可修正系统偏移和增益误差。

其它要求

对2.5V的差分输入信号，要求4阶增益，因此须用到板上可编程增益放大器(PGA)。应当注意加速模式速率和PGA的乘积不得超过16。在这种场合下，将PGA限定为4，加速模式速率也限定为4。ADS1212中的数字滤波器是一个sinc▲3▲低通滤波器，其-3dB截止频率等于0.262×数据速率。因为输入信号是DC信号，所以信号的频率响应下降不是问题。可以在输入端加一个反偏(anti-aliasing)低通滤波器以隔离ADC和缓冲器。

转换器的输入阻抗决定于PGA、加速模式数和器件频率，并由下式给出：

AIN=[（1MHz/F?XIN?）*20▲6▲/(PGA*TMR)] (1)

其中：TMR=加速模式速率

因此，输入阻抗为1.2MΩ，这对大多数传感器应用已经足够。

器件内部参考可提供约20有效位，所以内部参考电压可以满足系统的要求(图2)。

图2：系统接口包括三根线：SDIO、SCLK和_DRDY。微控制器的时钟也可驱动ADS1212时钟。ADS1212

有一个前端、低通、反偏滤波器来缓冲ADC转换器的输入。状态指示可以是离散或串行的数据。

进一步规范了模拟要求之后，现在来看看模拟部分和数字部分是怎样结合在一起的。在这一方面微控制器的几个重要特性起了重要作用。

器件运行时功耗很小，通常工作电流小于2mA。为进一步降低功耗，微控制器和ADC都带有休眠模式(sleep mode)。在极低功耗的应用中，转换器甚至可通过微控制器的I/O引脚供电。比如，微控制器可以停止给转换器供电并进入休眠状态。因此唯一的电流就是微控制器的待机(standby)电流，从而降低了功耗且延长了电池寿命。

微控制器所需的时钟可以从一个简单的RC电路获取。这个时钟在CLKOUT引脚输出，可以用来驱动转换器的XIN。这样不仅节省了两个单独的晶振，而且保证了微控制器与时钟同步。但有一点需特别注意，如果用简单的RC电路来做系统时钟，那么其频率将随电压和温度的改变而变化。这不算什么问题，除非需要滤除工频干扰，况且也可以用ADS1212的关键特性之一加以解决。

转换器中的数字滤波器可根据Δ-Σ调制器的最近结果来计算输出值。所用的调制器结果数取决于指令寄存器中抽样率的设置。最简单的理解可以认为数字滤波器将调制器结果取平均值并将其作为数字输出。

抽样率决定了所用的调制器结果数，加速模式率越高，调制器运行得就越快。这些与转换器时钟频率一起决定了输出数据率。而且，因为转换结果只是一个平均值，所以数据速率决定了数字滤波器中结果凹陷(notch)位置所在。如果输出数据速率为60Hz，那么60Hz的输入频率在一个16.7ms转换周期当中的平均值将为零(图3)。

图3：抽样比率、调制结果和转换器时钟频率决定了输出数据速率。因为转换

结果本身是一个平均值，所以数据速率决定了数字滤波器中结果凹陷的位置。

这种办法可以利用数据速率在数字滤波器响应中设定特定的凹陷频率。对某一特定应用，若在50Hz或60Hz数据速率下的有效分辨率不足够的话，仍可让转换器工作在30Hz、20Hz和15Hz等频率上以滤除电源的工频。原因是滤除基本频率的信号也会滤除基本频率的倍频。所以如果我们设定数据输出速率为10Hz，它会滤除10Hz的倍频频率，如20Hz、30Hz、40Hz等等。这样，对50Hz和60Hz信号的滤除都可以用设定10Hz的数据输出速率来完成。如果需要更高的数据速率，电源工频要么在转换前用滤波器滤除，要么在转换后用微控制器实现的数字陷波器滤除。要做到这一点最简单的方法是求微控制器中多个结果的平均值。如果数据输出速率为240Hz而需要滤除60Hz的工频干扰，可以将数据除以4来获得60Hz滤除信号。

滤除的工频频率=数据输出率的频率/采样次数

现在，如果RC回路既驱动微控制器又驱动转换器，频率也可以变化，并且需要滤除某个特定频率的工频干扰，那么系统如何工作？

答案是在微控制器的I/O引脚上使用引脚保护来完成简单的过零(zero-crossing)检测。当外加电压过高时，这些保护电路可将输入与电源短路，从而保护IC不受干扰脉冲的损害。在每个输入端，保护电路由两个大p-n结二极管组成，可以限制任何比V?DD?高的电压加到V?DD?电源端，或者任何比V?SS?低的电压加到V?SS?电源端。器件仅消耗几毫安的电流而不会影响芯片的正常工作。所以只要电流有一定限制，高电压就可以直接加在I/O引脚上。

可能出现的器件故障分析

这个电路中最便宜的限流方法是采用一个高阻值电阻。电源被电阻限流，然后电压被微控制器内部的输入保护二极管钳位。对于115VAC/60Hz、在32μs内从0V上升到2V的正弦波，I/O端口上的2V门限可获得约30μs的过零检测精度。如果I/O引脚的电容为5pF，则R应该小于或等于6MΩ(t=RC)以达到最佳的过零检测精度。115VAC的电压加在5MΩ的电阻上会将电流限制在32μA，该值完全处于器件的安全范围内。

直接与AC电源相连的器件的可靠性一直是个问题。可能的故障形式有两种。首先，串联电阻可能短路而烧坏微控制器。但对电阻来讲，这种故障出现的可能性不大。与变压器和电容这类用于测量线参数的可选元件相比，电阻的可靠性要高得多。将两个电阻串联会进一步提高其可靠性，因为只有两个电阻同时短路，才会引起故障，但这种可能性极小。

第二种可能出现的故障是流入器件的电流过大，导致保护二极管开路。这会使输入电压达到电源电压峰值(162V)，造成输入晶体管门氧化物短路而引起器件故障。注入I/O引脚的最大连续电流限定为±500μA。

使用过零检测实际上增强了系统的灵活性。系统可以对任何电源频率进行自我调整并自动滤除与电源有关的噪声。

微控制器和转换器之间的通信由一个简单的三线接口实现。包括用来标志通信开始的_DRDY (Data Ready)信号及表示SCLK的SDIO信号。正常工作条件下，监视_DRDY线的下降沿，它表示新数据已放到DOR(Data

Output Register)中，可以由微控制器接收。在这种情况下，因为_CS(Chip Select)保持低电平，器件处于连续读模式，可以连续读取数据。如果必须改变配置，可以传送软件复位信号给须重新配置的部分。

这种利用两个高性能器件(微控制器和DAC)构建的完整DA系统有着很高的性能价格比。

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E-mail: schreiber_robert@burr-brown.com

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